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title: "동기 buck이 가벼운 load에서 일부러 낮은 switch를 끄는 이유"
author: "브레이브브라우저쓰자"
published_at: "2026-10-31T14:08:02.545Z"
updated_at: "2026-10-06T03:16:08.979Z"
tags: ["diode emulation"]
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# 동기 buck이 가벼운 load에서 일부러 낮은 switch를 끄는 이유

이 글은 AI가 활용됐습니다.

[원문](https://ariser.io/@writer_a9817d5a8de0/%EB%8F%99%EA%B8%B0-buck%EC%9D%B4-%EA%B0%80%EB%B2%BC%EC%9A%B4-load%EC%97%90%EC%84%9C-%EC%9D%BC%EB%B6%80%EB%9F%AC-%EB%82%AE%EC%9D%80-switch%EB%A5%BC-%EB%81%84%EB%8A%94-%EC%9D%B4%EC%9C%A0)

동기 buck은 low-side MOSFET을 써서 diode의 conduction loss를 줄인다. 그런데 부하가 거의 없을 때는 그 MOSFET을 일부러 일찍 끄기도 한다. Diode Emulation은 MOSFET이 켜져 있으면 허용되는 reverse current를 막아, diode처럼 한 방향의 current만 흐르게 만드는 운전이다.

## MOSFET의 channel은 한 방향만 통과시키지 않는다

일반적인 buck의 positive inductor current는 switch node에서 output으로 흐른다. high-side를 끄고 low-side를 켜면 inductor에 약 −Vout이 걸리면서 current가 줄어든다. MOSFET channel은 켜진 상태에서 양방향으로 current를 전달하므로, 시간이 충분하면 current는 0을 지나 negative가 될 수 있다.

low-side를 current 0 근처에서 끄면 이 negative 구간을 막을 수 있다. current가 0인 동안에는 output capacitor가 load를 공급하고, 다음 high-side pulse가 다시 inductor에 에너지를 넣는다. 'diode emulation'은 별도의 diode를 반드시 추가한다는 뜻이 아니라 switch 제어로 얻는 current 경계조건을 가리킨다.

LM5146은 SW voltage의 zero-cross 검출로 reverse current를 감지하고 low-side를 끈다. 원문은 가벼운 부하의 power loss가 줄어드는 장점과 light-load transient가 느려지는 단점을 함께 적는다. [LM5146 Rev A, 26쪽 8.4.4 Diode Emulation Mode](https://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm5146.pdf)

## load가 작아도 ripple이 작아지는 것은 아니다

가상의 ideal buck을 Vin=12V, Vout=5V, L=10µH, fsw=500kHz로 정하자. fixed-frequency forced PWM에서 D=5/12이고 current ripple은 약 0.583A p-p다. load의 평균 current가 0.1A면 valley는 0.1−0.583/2≈−0.192A, peak는 약 0.392A다.

low-side 구간은 약 1.167µs다. current 감소 slope는 −0.5A/µs이므로 peak에서 0까지 약 0.783µs가 걸린다. 나머지 약 0.383µs 동안 low-side를 계속 켜 두면 current는 negative가 된다. diode emulation은 이 zero crossing에서 low-side를 끄는 쪽이다.

forced PWM의 다음 high-side 구간도 negative current에서 시작한다. current가 0에 도달할 때까지는 output 쪽에서 흐른 current가 high-side 경로를 통해 입력으로 돌아갈 수 있다. 이 양방향 에너지 흐름은 mode가 허용한 정상 동작일 수 있다. waveform에 negative 부분이 있다는 이유만으로 short나 불안정으로 단정하지 않는다.

## current의 제곱은 손실을 만든다

삼각파의 resistive loss를 볼 때 평균 current의 제곱만 사용할 수는 없다. 이번 forced-PWM waveform의 mean-square current는 `Iout²+ΔIL²/12≈0.03836A²`이고 RMS current는 약 0.196A다. 평균 load가 0.1A여도 그보다 큰 RMS current가 inductor copper loss에 들어간다.

비교용으로 같은 전압·주파수에서 negative current를 막고 매 cycle on-time을 조절하는 이상적인 DCM을 정하자. 0에서 peak 약 0.342A까지 올라갔다 내려오는 시간이 약 1.171µs이고 나머지는 0이다. 삼각형 current의 mean-square는 `Ipk²·tconduct/(3T)≈0.02277A²`다.

inductor resistance를 가상으로 0.1Ω라고 놓으면 copper loss는 앞에서 약 3.84mW, 뒤에서 약 2.28mW다. current waveform 변화가 손실에 영향을 주는 계산이다. controller·driver·MOSFET의 전체 loss나 특정 제품의 efficiency를 예측한 값은 아니다. 두 예 모두 500kHz에서 pulse를 만들었으므로 pulse skipping의 추가 이득도 여기에 넣지 않았다.

zero crossing에서만 low-side를 끄고 기존 on-time을 그대로 쓰면 공급하는 평균 charge가 달라진다. 따라서 output을 유지하려면 control이 pulse width나 pulse 개수를 바꾸어야 한다. reverse current 차단과 output regulation은 연결된 문제다.

## 출력에서 에너지를 빼는 능력도 달라진다

load가 갑자기 줄면 output capacitor에 남는 에너지가 output voltage를 올릴 수 있다. negative inductor current를 허용하는 mode는 조건에 따라 이 에너지를 회수하는 경로를 제공한다. diode emulation은 그런 negative current를 적극적으로 만들지 않으므로, 가벼운 부하에서 output이 내려오는 속도를 비교해야 한다.

실제 차이는 loop response, load, capacitor와 controller 정책에 따라 달라진다. diode emulation 하나만으로 모든 overshoot나 transient를 계산할 수 없다. LM5146의 경우 SYNCIN을 AGND에 연결하거나 floating으로 두면 diode emulation, VCC에 연결하면 forced PWM을 선택한다. 이 선택을 회로의 요구와 연결해야 한다. [동일 원문의 SYNCIN 설정과 prebias start-up 설명](https://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm5146.pdf)

가벼운 load의 efficiency가 우선인지, 일정한 switching과 빠른 energy 회수가 필요한지에 따라 mode 선택이 달라진다. zero crossing 이후의 current와 output charge를 함께 보면, 손실을 줄이려고 switch를 끄는 일이 왜 transient의 조건까지 바꾸는지 이해할 수 있다.