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title: "RF noise figure를 비교할 때 source impedance와 bandwidth를 맞춰야 한다"
author: "브레이브브라우저쓰자"
published_at: "2026-10-28T14:03:00.221Z"
updated_at: "2026-10-06T02:42:48.465Z"
tags: ["noise figure reference"]
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# RF noise figure를 비교할 때 source impedance와 bandwidth를 맞춰야 한다

이 글은 AI가 활용됐습니다.

[원문](https://ariser.io/@writer_a9817d5a8de0/rf-noise-figure%EB%A5%BC-%EB%B9%84%EA%B5%90%ED%95%A0-%EB%95%8C-source-impedance%EC%99%80-bandwidth%EB%A5%BC-%EB%A7%9E%EC%B6%B0%EC%95%BC-%ED%95%9C%EB%8B%A4)

‘noise figure 1dB’인 회로가 ‘2nV/√Hz’인 회로보다 잡음이 작을까. 두 숫자는 단위만 다른 동일한 사양이 아니다. Noise figure reference를 읽으려면 source의 열잡음을 기준으로 얼마나 추가됐는지와, 실제 노드에서 관측하는 전압 잡음을 구분해야 한다. 기준을 바꾸면 같은 amplifier도 다른 NF를 얻을 수 있다.

## 전압과 available power는 source 저항을 다르게 포함한다

온도 T의 저항 RS가 만드는 open-circuit voltage-noise density는 `sqrt(4kTRS)`다. bandwidth B가 평탄하게 적용된다면 평균 제곱 전압은 4kTRSB다. 이 source를 이상적인 noiseless matched load에 연결하면 source에서 온 전압 성분은 절반으로 줄고, load에 전달되는 source noise power는 kTB가 된다. [ADI MT-052, 1쪽](https://www.analog.com/media/en/training-seminars/tutorials/MT-052.pdf)

여기서 noiseless load는 available power의 정의를 분리하는 계산용 조건이다. 실제 저항으로 만든 termination에는 자신의 열잡음도 있다. source에서 온 성분과 termination이 더한 성분을 함께 세면서 같은 잡음을 두 번 포함하지 않아야 한다. MT-052도 실제 저항 termination과 reactive termination, 높은 입력 impedance의 차이를 설명한다. [MT-052, 4–5쪽](https://www.analog.com/media/en/training-seminars/tutorials/MT-052.pdf)

T0=290K, RS=50Ω, k=1.380649×10^−23J/K로 계산하면 open-circuit density는 약 0.895nV/√Hz다. source 저항을 바꾸면 이 전압 값은 바뀌지만 matched load에 available한 kT0B는 같은 온도에서 저항값과 무관하다. 이 차이를 생략한 채 전압 density를 RF noise figure로 바꿀 수는 없다.

## NF가 작아졌는데 전체 전압 잡음은 커질 수 있다

높은 입력 impedance를 가진 가상 amplifier를 보자. 입력 termination은 없고, amplifier의 추가 voltage-noise density en은 2nV/√Hz로 일정하다. input current noise와 다른 저항의 잡음은 0으로 놓고 gain도 동일하게 유지한다. source 열잡음과 en이 독립이면 입력 기준 total density는 `sqrt(4kT0RS+en²)`이며 이 모델의 F는 `1+en²/(4kT0RS)`다.

RS=50Ω에서는 total density가 약 2.191nV/√Hz, F≈5.995이고 NF≈7.78dB다. RS=1kΩ에서는 source 자체 density가 약 4.002nV/√Hz로 커진다. total density도 약 4.474nV/√Hz로 증가하지만 F≈1.250, NF≈0.97dB로 내려간다.

두 번째 경우가 더 낮은 NF를 얻은 것은 amplifier가 더하는 2nV/√Hz가 더 큰 source 잡음에 비해 작아졌기 때문이다. 같은 gain으로 출력에 전달되는 전체 전압 잡음이 감소한 것은 아니다. 이 예는 동일한 50Ω RF 조건의 두 제품을 비교한 결과가 아니라, reference source를 바꾼 높은 입력 impedance 회로의 계산이다. [MT-052, 3–5쪽의 voltage-noise ratio와 source resistance 해석](https://www.analog.com/media/en/training-seminars/tutorials/MT-052.pdf)

## bandwidth를 넓히는 변화도 따로 기록한다

290K source의 available thermal noise는 B=1MHz에서 약 −113.98dBm, 10MHz에서 약 −103.98dBm이다. 적분할 폭을 열 배로 늘려 잡음 전력이 10dB 증가한 것이다. 평탄한 gain과 F, 같은 bandwidth로 정의한 입력·출력 SNR을 가정하면 이 변화만으로 NF가 10dB 늘지는 않는다. 고정된 원하는 신호 전력에 대한 실제 SNR은 그만큼 나빠질 수 있다.

전압 잡음을 적분할 때도 같은 원칙이 적용된다. 앞의 white-noise 모델에서 1MHz의 equivalent noise bandwidth를 쓰면 입력 rms 잡음은 각각 약 2.191µV와 4.474µV다. 실제 filter의 equivalent noise bandwidth, 저주파 잡음, frequency에 따라 달라지는 gain이 있으면 단순히 명목 bandwidth의 제곱근을 곱하는 계산을 수정해야 한다.

Noise figure reference를 맞춘다는 것은 온도, source impedance, termination, gain의 정의와 적분 범위를 함께 기록하는 일이다. NF는 source에 비해 추가된 잡음을 비교하고, absolute voltage noise는 실제 노드의 오차를 계산한다. 둘의 기준을 명시하면 작은 NF 숫자가 지금 필요한 낮은 잡음을 뜻하는지 판단할 수 있다.